Схема трансформаторного усилителя мощности на транзисторе

Силители мощности

Усилители мощностиобычно являются выходными (оконечными) каскадами, к которым подключается внешняя нагрузка, и предназначены для получения в нагрузке требуемой мощности.

Каскады усиления мощности разнообразны и могут выполняться на биполярных и полевых транзисторах, включенных по схеме ОБ, ОЭ, ОК, ОИ, ОС. По способу подключения нагрузки усилительные каскады могут быть

1. трансформаторными,где согласование с нагрузкой производится через выходной трансформатор;

2. бестрансформаторными, где нагрузка гармонически соединена с цепью выходных транзисторов.

Важным параметром является используемый в каскаде класс усиления. Если входной сигнал является импульсным, то используют класс усиления Д. Если входной сигнал меняется по гармоническому закону, то применяют классы усиления А, В и АВ, отличающиеся положением точки покоя на линии нагрузки по постоянному току. Рассмотрим особенности указанных классов на примере коллекторных характеристик транзистора ОЭ (рис.10.1.).

В режиме класса А выбор точки покоя РА производят так, чтобы рабочая точка при движении по линии нагрузки не заходила в нелинейную рабочую область коллекторных характеристик и в область отсечки коллекторного тока. Режим класса А используется в так называемых однотактных каскадах усиления мощности. Каскады усиления мощности класса А обеспечивают наименьшие искажения выходного сигнала, но имеют наименьший КПД.

В режиме класса В точка покоя РВ располагается в крайней правой части линии нагрузки каскада по постоянному току. При отсутствии входного сигнала напряжение UБЭ = 0. При наличии входного сигнала ток коллектора транзистора протекает только в течение одного полупериода, а в течение другого транзистор работает в режиме отсечки тока. В режиме класса В усилитель мощности выполняют по двухтактной схеме с использованием двух транзисторов. Каждый транзистор служит для усиления соответствующей полуволны входного сигнала. Двухтактный каскад при этом обладает более высоким КПД и применяется при более высоких мощностях, чем однотактный.

Режим класса АВ занимает промежуточное положение между режимами классов А и В. Он позволяет существенно уменьшить нелинейные искажения выходного сигнала, которые сильно проявляются в режиме класса В. Это достигается некоторым смещением точки покоя вверх относительно точки РВ.

Однотактный усилитель мощности с трансформаторным выходом

Схема однотактного усилителя мощности, в котором используется режим класса А, показана на рис.10.2. В выходной цепи протекают значительные токи, поэтому вводятся ограничения на выбор величины сопротивления RЭ (RЭ = 1…10 Ом). Ввиду малой величины RЭ возникают трудности, связанные с применением блокировочного конденсатора СЭ для исключения отрицательной обратной связи по переменному току, поскольку величина СЭ должна быть достаточно большой (сотни тысяч мкФ). Поэтому СЭ не ставят в цепь эмиттера. Возникающая из-за этого ООС снижает коэффициент усиления, но расширяет полосу пропускания усилителя и уменьшает нелинейные искажения в каскаде. Поскольку сопротивление RЭ мало, то при рассмотрении каскада им можно пренебречь.

Расчет каскада проводят графо-аналитическим методом с использованием линий нагрузки по постоянному и переменному токам. Исходными при расчете считаются выходная мощность РН и сопротивление RН.

В выходной цепи сопротивление по постоянному току относительно мало. Линия нагрузки по постоянному току определяется активным сопротивлением первичной обмотки трансформатора W1, в силу чего она проводится из точки ЕК почти вертикально.

Для определения угла наклона линии нагрузки каскада по переменному току, проходящей через точку покоя, необходимо определить коэффициент трансформации трансформатора n = W1/ W2.

Т.к. сопротивления первичной и вторичной обмоток трансформатора (r1 и r2) малы, то сопротивление нагрузки каскада по переменному току определяется приведенным к первичной обмотке сопротивлением RН:

Для выбора координат точки покоя UКЭП, IКП требуется определить величины UКm, IКm. Эти параметры находятся следующим образом.

Для исключения возможных искажений усиливаемого сигнала параметры режима покоя должны удовлетворять следующим условиям:

Мощность переменного тока РК, поступающая от каскада в первичную обмотку трансформатора, и мощность, отдаваемая в нагрузку РН, связаны соотношением

, (10.2.)

где hТР ¾ КПД трансформатора, составляющий величину 0,8 ¸ 0,9.

При синусоидальных токах и напряжениях мощность, которую дает коллекторная цепь (выходная мощность):

, (10.3.)

откуда с учетом (10.2.) находим

. (10.4.)

Выбор напряжения UKm производят по величине UКЭП с учетом того, что для рассматриваемого каскада UКЭП » ЕК. Величину ЕК может определять выбранный ранее источник питания. В соответствии с этим величину UKm

Согласно (10.9.), мощность рассеивания зависит от уровня выходного сигнала и в отсутствие сигнала (UKm = 0 и IKm = 0) равна Р, а при максимальном его значении (UKm = ЕК, IKm = IКП) стремится к величине 0,5Р. Поскольку при работе каскада возможны перепады в подаче усиливаемого сигнала, тепловой режим транзистора рассчитывают по мощности Р.

Читайте также:  Сколько должно быть давление в котле отопления

Дата добавления: 2015-12-16 ; просмотров: 4787 ; ЗАКАЗАТЬ НАПИСАНИЕ РАБОТЫ

Исходными данными для расчета однотактного усилителя мощности являются входные параметры двухтактного усилителя мощности (см. подраздел 2.10):

– мощность, потребляемая нагрузкой Рн= 7,5 мВт;

– сопротивление нагрузки Rн= 1,5 Ом;

– частота сигнала fн=5,5 кГц;

– амплитуда напряжения на нагрузке

Принципиальная схема однотактного трансформаторного усилителя мощности представлена на рисунке 2.1.

Риcунок 3.1 – Схема однотактного трансформаторного усилителя мощности на биполярном транзисторе

Расчет каскада производится аналогично расчету усилителя с общим эмиттером, но необходимо учитывать, что подключение сопротивления нагрузки Rн к коллекторной цепи транзистора VT1 происходит через трансформатор Тр1. По переменному току напряжение коллектора VT1 Uk и напряжение нагрузки Uн связаны через коэффициент трансформации n:

3.1 Выбор КПД трансформатора

Выбор КПД трансформатора осуществляем по таблице 2.1. В данном случае принимаем ηтр= 0,65.

3.2 Выбор типа транзистора VT1

Рассчитываем необходимую допустимую мощность, рассеиваемую на коллекторе транзистора.

где к – КПД каскада.

Для транзисторов, работающих в режиме A к = (0,250,3).

Pк.доп.=1,2∙0,0075 / (0,65∙0,25) = 55,4 мВт.

Рассчитываем граничную частоту, которая должна быть в (510) раз больше частоты сигнала в нагрузке

3) Uкэ.max≥ 1,2 (2+2 Uн/n) – неравенство зависит от коэффициента n, который нам неизвестен, поэтому его выполнение проверим позже.

Исходя из полученных данных выбираем транзистор КТ201Б, параметры которого:

Рисунок 3.2 – Выходные ВАХ VT1

Рисунок 3.3 – Входные ВАХ VT1

3.3 Выбор положения рабочей точки VT1 по постоянному току

Рабочую точку А необходимо выбирать так, чтобы выполнялись следующие условия:

1. Напряжение питания каскада должно иметь стандартное значение Eк= <9,12,18,24 и т.д.>В, причем должны выполняться неравенства:

Для уменьшения количества требуемых питающих напряжений, рекомендуется использовать напряжение питание такое же, как и в двухтактном трансформаторном усилителе мощности.

Рабочая точка в режиме A обычно находится в середине активной области работы транзистора VT1.

Пользуясь входными и выходными ВАХ выбираем положение рабочей точки транзистора VT1, работающего в режиме А. Исходя из этого, выбираем:

Строим кривую допустимой мощности:

Координаты рабочей точки по постоянному току:

Положение рабочей точки А по постоянному току обеспечивается резисторами Rэ, Rф, и ЭДС Ек: Ек ≈ Ik∙Rф + Uкэ + Iэ∙Rэ и так как Iэ ≈ Ik получим окончательное соотношение:

Данное соотношение описывает в координатах Ik,Uкэ уравнение нагрузочной прямой по постоянному току =I, которая на координатных осях отсекает отрезки:

Rф + Rэ=

Выбирая падение напряжения на резисторе Rэ равным:

получим величину данного резистора:

Rэ=

Тогда тип Rэ: МЛТ-0,125-200±10%.

Отсюда Rф=750-200=550 Ом. Выбираем Rф=560 Ом.

Тогда тип Rф: МЛТ-0,125-560±10%.

3.5 Наклон нагрузочной прямой по переменному току

Также как и для двухтактного каскада коэффициент передачи n Тр1 обеспечивает любое положение нагрузочной прямой по переменному току

I. Поворачивая нагрузочную прямую

I вокруг рабочей точки А, выбираем наиболее ”высокомощный” режим. Но в заданном случае транзистор VT1 выбран с большим запасом по мощности и практически при любом положении

I мы можем обеспечить требуемую мощность в нагрузке.

3.6 Расчет мощности, выделяемой в коллекторной цепи VT1

Мощность переменного тока Р

1, поступающая от коллекторной цепи каскада в первичную обмотку трансформатора Тр1 и мощность, отдаваемую в нагрузку Рн, связаны между собой соотношением:

С другой стороны:

Для обеспечения требуемой мощности Р

1 на выходных ВАХ необходимо выбрать соответствующие амплитуды Uкэm (Uкэ) и Iкm (Iк).

Используя представленные на ВАХ приращения получаем:

3.7 Расчет нелинейных искажений каскада

Для этого определим амплитуды гармоник коллекторного тока по сквозной динамической характеристике Iк(Eист) методом пяти ординат.

Сопротивление источника находим по формуле:

На входных ВАХ используем треугольник MNK для определения h11э:

Далее, перенося точки на нагрузочной прямой с выходной ВАХ на входную, рассчитываем э.д.с. эквивалентного источника питания по формуле:

Накопленные данные заносим в таблицу 3.1.

Таблица 3.1 – Данные для построения сквозной динамической характеристики

В НИТУ «МИСиС» заработал первый в России прототип квантового компьютера. Устройство на двух кубитах выполнило заданный алгоритм, превысив ранее известный предел точности на 3%. В качестве основы для кубитов были взяты сверхпроводящие материалы.

Читайте также:  Как отмыть водоэмульсионную краску с металла

Работы по созданию квантового компьютера в рамках проекта Фонда перспективных исследований ведутся в НИТУ «МИСиС» с 2016 года под руководством Валерия Рязанова, главного научного сотрудника Лаборатории сверхпроводящих метаматериалов университета. Конструкция предполагает использование в качестве основы для кубитов сверхпроводящих материалов.

Трансформаторные усилители напряжения

В трансформаторных усилителях в коллекторную цепь транзистора включается первичная обмотка трансформатора (рис.8). Ввиду малого сопротивления этой обмотки постоянному току (единицы или несколько десятков Ом) в режиме покоя, т. е. при отсутствии переменного входного сигнала, на ней создается небольшое напряжение, и напряжение коллектора практически равно напряжению — GK. Переменное входное напряжение создает переменную составляющую коллекторного тока и магнитный поток в сердечнике трансформатора.
Под действием магнитного потока в обмотках трансформатора наводятся переменные ЭДС с частотой сигнала.
Со вторичной обмотки переменное напряжение подается к нагрузке усилителя.
При использовании повышающего трансформатора в таком усилителе можно получить большее усиление, чем в резисторном.
Вследствие малого падения напряжения на первичной обмотке трансформаторный усилитель имеет по сравнению с резисторным большой КПД.
Кроме того, применение трансформатора позволяет во многих случаях получить хорошее согласование сопротивления нагрузки с выходным (внутренним) сопротивлением усилителя.
Недостатками трансформаторного усилителя являются его большие
габариты и вес по сравнению с резисторным усилителем и уменьшение
коэффициента усиления на низких частотах (меньших 50 Гц).

Резонансные и полосовые усилители

В резонансных усилителях в качестве нагрузки используется параллельный колебательный контур (рис.9,а). Подбором элементов С и L контур настраивается на частоту усиливаемого сигнала. При этом для частоты сигнала сопротивление контура оказывается наибольшим, а для напряжения других частот — очень маленьким. Благодаря этому усиливается лишь напряжение одной частоты, а напряжения других частот подавляются.
Ввиду того, что выходное сопротивление транзистора мало, применяется не полное, а частичное включение контура в коллекторную цепь. При этом уменьшается шунтирование контура коллекторной цепью транзистора (т. е. уменьшается влияние коллекторной цепи транзистора на качество контура, его добротность) и улучшается качество работы усилителя. С этой же целью на нагрузку подается не все напряжение колебательного контура, а лишь часть его.
Вместо колебательного контура в коллекторную цепь может быть включен полосовой фильтр, состоящий, например, из двух индуктивно связанных контуров L1C1 и L2C2 (рис.9,б). В отличие от резонансного узкополосного усилителя полосовой усилитель осуществляет усиление сигналов, частота которых изменяется от некоторого минимального (fмин) До максимального значения (fмaкc).

Трансформаторные усилители мощности

Эти усилители предназначены для получения максимальной, мощности переменного тока в нагрузке усилителя при заданной амплитуде входного напряжения и допустимых искажениях выходного напряжения. Усилители мощности могут выполняться по однотактной. и двухтактной схемам. Для удобства согласования выходного сопротивления усилителя с нагрузкой ее подключают через выходной согласующий трансформатор. Пря этом схема однотактного усилителя мощности аналогична схеме трансформаторного усилителя (см. рис. 8).
Недостатком однотактных усилителей мощности является то, что они имеют низкий КПД (до 30 %). Поэтому для получения больших мощностей усилители обычно выполняют по двухтактным схемам. Двухтактный усилитель содержит как бы два однотактных усилителя, работающих на общую нагрузку, и имеющих общий источник питания.
Схема двухтактного трансформаторного усилителя приведена на рис.10.

Рассмотрим, как работает такой усилитель, если на его вход подается сигнал в виде переменного напряжения синусоидальной формы (рис.11,а). Во вторичной обмотке входного трансформатора это напряжение разделяется на два одинаковых напряжения, которые в противофазе подаются на эмиттерные переходы транзисторов VT1 и VT2 (рис.11,б,г). Таким образом, если на базе транзистора VT1 действует положительный полупериод входного напряжения, то на базе транзистора VT2 —отрицательный. Спустя полпериода полярность напряжений на базах меняется на противоположную. В исходном состоянии оба транзистора немного приоткрыты, благодаря небольшому отрицательному напряжению, подаваемому на базы с делителя R1R2.
В течение действия положительного напряжения на базе транзистора VT1 он закрывается, и его коллекторный ток IK1 оказывается близким к нулю (рис.11,в). В это время транзистор VT2 открывается, так как на его базе входное напряжение имеет отрицательную полярность, и его коллекторный ток IK2 изменяется в соответствий с законом изменения отрицательного напряжения на базе (рис.11,д).
Через полпериода, наоборот, открывается транзистор VT1, а транзистор, VT2 закрывается, вследствие чего протекает импульс коллекторного, тока IK1, а коллекторный ток второго транзистора IK2=0. Через полпериода состояния транзисторов снова изменяются на противоположные и т. д.
Коллекторные токи протекают через первичную обмотку выходного
трансформатора в противоположных направлениях, поэтому результирующий
ток первичной обмотки, равный разности коллекторных токов
IK1 и IK2 протекает в каждый полупериод входного напряжения и также
имеет синусоидальную форму (рис.11,е); Такую же форму будут
иметь ток и напряжение, создаваемые во вторичной обмотке выходного
трансформатора.
Недостаток трансформаторного двухтактного усилителя громоздкость выходного трансформатора. В связи с этим наиболее распространенными
среди транзисторных двухтактных усилителей являются бестрансформаторные усилители.

Читайте также:  Красная кружевная юбка карандаш

Бестрансформаторные усилители мощности

Схема простейшего двухтактного бестрансформаторного усилителя приведена на рис.12. Как и в трансформаторном усилителе на базы транзисторов VT1 и VT2 необходимо подавать напряжения одинаковой амплитуды, но сдвинутые по фазе, на 180°, т. е. противоположной полярности. Транзисторы VT1 и VT2 работают поочередно, и их коллекторные токи IK1 и IK2, протекая через нагрузку RH, создают в ней переменное напряжение, совпадающее по форме с входным напряжением.
Недостатком данной схемы является наличие двух источников питания (GK1 и GK2) и отсутствие общей точки у входов транзисторов VT1 и VT2, что вызывает дополнительные трудности для создания переменных напряжений UБЭ1 и UБЭ1. Схему можно значительно упростить, если в качестве транзисторов VT1 и VT2 применить транзисторы с разными типами проводимости и близкими параметрами (рис.13,а).

В этом усилителе входной сигнал поступает одновременно на базу транзистора VT1 типа р-n-р и на базу транзистора VT2 обратной проводимости (типа n-р-n). Начальное смещение на базы подается с резистора R2, входящего в состав делителя R1R2. Это смещение выбирается таким, чтобы напряжение эмиттеров (в точке а) равнялось половине напряжения источника питания GK. Благодаря этому напряжение на конденсаторе С2 также равно половине напряжения GK.
При синусоидальном входном напряжении в течение положительного полупёриода транзистор VT1 закрывается, его коллекторный ток IK1 уменьшается до нуля, а транзистор VT2, наоборот открывается «сильнее». Закрывшийся транзистор VT1 отключает источник питания GK от транзистора VT2. Роль источника питания транзистора VT2 в этом случае начинает выполнять конденсатор С2. Под действием его напряжения через транзистор VT2 и нагрузку ВА протекает коллекторный ток IK2.
В отрицательный полупериод входного напряжения транзистор VT2 закрывается и его коллекторный ток IK2 уменьшается до нуля. Транзистор VT1 открывается еще «больше» и его коллекторный ток протекает также через нагрузку, но уже в противоположном направлении. Таким образом, при синусоидальном входном напряжении через нагрузку протекает синусоидальный ток, создающий на ней напряжение синусоидальной формы.
В рассмотренной схеме бестрансформаторного усилителя из-за нелинейности вольтамперных характеристик транзисторов на начальных участках усиление при малых входных напряжениях значительно уменьшается, что приводит к появлению искажений. При усилении напряжения синусоидальной формы в местах изменения полярности напряжения появляются небольшие горизонтальные участки, образующие как бы ступеньку между положительным и отрицательным полупериодами результирующего тока (или напряжения), протекающего через, нагрузку (рис.13,б). Поэтому такие искажения получили название искажений типа ступеньки.
Для их уменьшения между базами транзисторов VT1 и VT2 включают резистор R3 (рис.13,в) с небольшим сопротивлением. За счет протекания по этому резистору тока делителя на нем создается небольшое напряжение, благодаря чему исчезают начальные нелинейные участки вольтамперных характеристик транзисторов и уменьшения усиления при малых входных сигналах не происходит. Для улучшений температурных свойств усилителя вместо резистора R3 включают полупроводниковый диод.
Подобрать пару мощных транзисторов р-n-р и n-р-n с одинаковыми параметрами гораздо труднее, чем пару транзисторов одного типа проводимости (оба р-n-р или n-р-n). В связи с этим часто бестрансформаторные усилители выполняют двухкаскадными (рис.14).
В этой схеме VT1 и VT3 образуют составной транзистор p-n-p a VT2 и VT4 составной транзистор типа n-р-n. Транзисторы VT1 и VT2 рассчитаны на меньшую мощность, чем VT3 и VT4, поэтому их проще подобрать по параметрам. Нетрудно выбрать также транзисторы VT3 и VT4 с близкими параметрами, так как они оба p-n-p типа. На резисторах R4 и R5 создаются напряжения, которые подаются на эмиттерные переходы транзисторов VT3 и VT4 и задают необходимый режим работы выходных транзисторов. Изменяя сопротивления резисторов, можно добиться более полной симметрии плеч усилителя даже при значительных отклонениях параметров транзисторов VT1, VT2 и VT3, VT4.
Чаще всего это делается путем, подбора резистора R5.

Комментарии

Комментарии могут оставлять только зарегистрированные пользователи

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *